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Rauscharmer FET Vorverstärker
( English Version: Low Noise FET Preamplifier)
Batteriebetrieben, geeignet für DC, Audio und Messzwecke
Eingangsspannungsrauschen ca. 2,2 nV/√Hz
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Rauscharmer FET Vorverstärker
( English Version: Low Noise FET Preamplifier)
Batteriebetrieben, geeignet für DC, Audio und Messzwecke
Eingangsspannungsrauschen ca. 2,2 nV/√Hz
Das Gesamt-Eingangsrauschen von (Vor-)Verstärkern setzt sich aus mehreren Komponenten zusammen:
Damit innerhalb der folgenden Signalverarbeitungskette dem vorverstärkten Signal durch Eingangsrauschen der folgenden Stufen oder durch andere Ursachen nicht nennenswert weiteres Rauschen hinzugefügt wird, muss der Vorverstärker ausreichend hoch verstärken.
Der LNPA40dB (Low-Noise Preamplifier with 40 dB Gain) ist für Audio-Anwendungen optimiert, kann aber auch DC-Signale verstärken. Er hat FET-Eingänge, um das durch Eingangsstromrauschen verursachte Rauschen an höheren Quellimpedanzen zu vermeiden. Er ist batteriebetrieben, weil sehr kleine Spannungen mit hoher spektraler Auflösung gemessen werden sollen und das erfahrungsgemäß mit Netzteilen nicht möglich ist, weil eine Verbindung zu einem Netzteil auch bei bester galvanischer Trennung im Netzteil zu enormen Störsignalen im Spektrum führen würde.
In diesem Zusammenhang möchte ich auf andere relevante Links meiner Webseite verweisen:Der Nachteil von FET-Eingängen, insbesondere bei Verwendung von Operationsverstärkern ist, dass die besten mit ca. 4 nV/√Hz ein 4 - 5 mal so hohes Eingangspannungsrauschen zeigen wie die besten bipolaren Operationsverstärker mit ca. 0,9 nV/√Hz. Andererseits übersteigt das Rauschen, das durch das Stromrauschen der Eingangsstufe zusammen mit der Quellimpedanz verursacht wird, schon bei relativ kleinen Quellimpedanzen das der FET-Operationsverstärker. Also:
Zum Vergleich: 0,9 nV/√Hz entspricht dem thermischen Rauschen eines 50 Ω-Widerstands, 4,5 nV/√Hz entspricht ungefähr dem thermischen Rauschen eines 1200 Ω-Widerstands.
Wissen und bedenken sollte man allerdings, dass bei allen Operationsverstärkern bei tieferen Frequenzen sowohl das Eingangsspannungsrauschen als auch Eingangsstromrauschen mit fallender Frequenz ansteigt. Die Rauschdichte dieses sogenannten 1/√f-Rauschens ist umgekehrt proportional zur Frequenz, sie fällt also mit 10 dB/Oktave. Das wird auch als rosa Rauschen bezeichnet. Bei höheren Frequenzen ist die Rauschdichte unabhängig von der Frequenz, es ist weißes Rauschen. Bei bipolaren Operationsverstärkern findet der Übergang vom rosa in weißes Rauschen bei wesentlich niedrigeren Frequenzen statt als bei FET-Operationsverstärkern. Viele Worte, zwei Bilder sagen mehr:
Spannungsrauschspektren der Operationsverstärker-Reihen OPA161x und OPA165x
Während bei den bipolaren Operationsverstärkern der Reihe OPA161x der Übergang vom Bereich des rosa in den des weißen Rauschens bei nur ca. 20 Hz liegt, liegt er bei den FET-Operationsverstärkern der Reihe OPA165x bei ca. 400 Hz. Das ist zwar ungewöhnlich hoch, andererseits liegt er bei anderen FET-Operationsverstärkern nur deshalb niedriger, weil das weiße Rauschen höher, aber nicht weil das rosa Rauschen geringer ist.
Auch erkennt man, dass bei den OPA161x bei einem Quellwiderstand von ca. 700 Ω das Eingangsstromrauschen das sehr geringe Eingangsspannungsrauschen übertrifft und bereits bei ca. 2,5 kΩ sogar das Eingangsspannungsrauschen des OPA165x, zumindest bei den höheren Frequenzen.
Weil ich es eine interessante Methode fand, das Eingangsspannungsrauschen eines Verstärkers durch Parallelschalten mehrerer Eingangsstufen zu reduzieren, und weil das natürlich auch wünschenswert ist, habe ich mich für den Einsatz von 4 parallel geschalteten, möglichst rauscharmen Operationsverstärkern entschiedenen. Gewählt habe ich die Dual-Version OPA1652, in einer Bestückungsvariante lässt sich auch der OPA1612 einsetzen, aber ob ich das jemals ausprobieren oder nutzen werde, weiß ich nicht.
Weitere Eigenschaften und technische Daten sind:
Der LNPA40dB ist in ein 100 x 100 x 25 mm³ Schalen-Gehäuse SG 206 der Fa. Fischer Elektronik eingebaut. Die Bestückungsseite zeigt nach unten, damit man über einen Deckel im Boden des Gehäuses die Batterien wechseln kann.
Rauschmesswerte:
Zur Darstellung des Rauschspektrums des LNPA40dB wurde das Ausgangssignal des Vorverstärkers über einen 192 kHz/24 Bit-ADC mit einer Empfindlichkeit von -1 dBV (= 0,89 Veff) für 100% FS und über USB zum PC geleitet, wo mit ARTA das Spektrum berechnet wurde. Jedes Spektrum wurde mit 65536 Samples berechnet, das ergibt eine Auflösung von ca. 2,9 Hz. Um glatte und präzise Kurven zu bekommen, wurden je Messung ca. 5000 bis 10000 Spektren gemittelt, wodurch sich eine Messzeit von ca. 30 Minuten pro Messung ergab. Dazu kam noch ein Mehrfaches an Zeit, die ich dafür gebraucht habe, um überhaupt den ganzen Aufbau so sauber und fehlerfrei hinzubekommen, dass die Messungen so einwandfrei wurden, wie sie jetzt aussehen.
Verschiedene Rauschspektren des LNPA40dB
Rot: Der Eingang des LNPA40dB ist intern direkt auf Masse gelegt (Schalter GND).
Grün: Der Eingang
des LNPA40dB ist auf AC geschaltet und extern auf Masse gelegt.
Blau: Der Eingang
des LNPA40dB ist offen, nur sein interner 1 MΩ Eingangswiderstand liegt am Eingang.
Gelb: Zum Vergleich das Eigenrauschen des ADCs, das weit unterhalb des Ausgangsrauschen des LNPA40dB liegt.
Mit dem Eingang direkt auf Masse (rot) ist das Eingangsrauschen am geringsten. Bei AC-Kopplung (grün) erzeugt der interne 1 MΩ Eingangswiderstand über den 100 nF-Koppelkondensator einen Rauschstrom und damit eine Rauschspannung, die bei niedrigen Frequenzen über dem Eingangsrauschen des Verstärkers liegt. Bei einem offenen Eingang (blau) ist das volle Rauschen des internen 1 MΩ Eingangswiderstands zu sehen. Die Eingangskapazität des Verstärkers von ca. 80 pF ergibt zusammen mit dem Eingangswiderstand einen Tiefpass mit einer Grenzfrequenz von ca. 2 kHz.
Die interne Betriebsspannung von ca. +12 V wird aus einem Step-Up-Wandler erzeugt. Der TLV61046A hat eine interne Gleichrichterdiode und läuft bei ca. 1,8 V an. -11 V werden aus den +12 V mit einem FET-Treiber-IC, das aus dem Schaltsignal des Step-Up-Wandler gesteuert wird, erzeugt. Eine besonders effiziente LED zeigt energiesparend mit nur 1 mA nicht nur die Batteriespannung, sondern die interne +12 V-Spannung an.
Das Eingangssignal wird zum Schutz vor Überspannungen über eine kleine, sehr schnelle PTC-Sicherung geführt. Überspannungen bis ca. 60 V werden über eine bipolare Doppeldiode, die für kurzzeitige Spitzenströme bis 8 A pro Diode bei Ableitspannungen von 6 - 8 V spezifiziert ist, von den Operationsverstärkern fern gehalten. Getestet habe ich das (noch) nicht - der Schaden wäre zu groß.
Für die optional vorgesehenen bipolaren Operationsverstärker OPA1612 dient zur Kompensation von deren Eingangsstrom ein einstellbares Widerstandsnetzwerk.
4 Operationsverstärker verstärken 20 bzw. 40 dB, ihre Ausgänge, die ja nicht exakt gleiche DC- und AC-Spannungen liefern, werden über 4 200 Ω Mischwiderstände als ein 50 Ω Signal ausgegeben.
So einfach und einleuchtend die Schaltung auch aussieht, ich habe einige Fehler gemacht und korrigieren müssen, bevor die Funktion in Ordnung war. 4 Schaltungs- und 3 Leiterplatten-Versionen hat es bisher gegeben:
Die (bisherigen) 3 Generationen der Leiterplatten
In der ersten Version hatte ich einen 4-fach Operationsverstärker OPA1654 verwendet. In dem daraus folgenden Layout waren die Ein- und Ausgangsleitungen so stark kapazitiv gekoppelt, dass der Verstärker bei +40 dB und offenem Eingang schwang. Das hätte ich auch vorher abschätzen können. Auch war im Ausgangssignal noch deutlich die 1 MHz-Oszillatorfrequenz des Spannungswandlers sichtbar, obwohl ich das eigenlich durch räumliche Trennung der Schaltungsteile und mehrfache Filterung der Betriebsspannungen nicht erwartet hätte.
In der 2. Version habe ich die Eingangsschaltung verbessert und mit 2 x OPA1652, bei denen sich im Layout die Ein- und Ausgangsleitungen leicht räumlich voneinander trennen lassen, das Problem der internen Rückkopplung beseitigt. Leider stellte sich heraus, dass die einfachere Schaltung der 1. Version zur Erzeugung der -11 V in diesem Aufbau nicht funktionierte, obwohl ich sie unverändert übernommen hatte. Glück gehabt - dass eine Schaltung nur zufällig funktioniert, darf nicht vorkommen. Mit dem neu eingeführten FET-Treiber-IC funktionierte es sicher.
In der 3. Version habe ich außer dem FET-Treiber-IC einen stark verbesserten Eingangsschutz eingeführt, der bisherige wäre für kaum mehr als ESD-Schutz geeignet. Ein Gerät für Labor-Einsatz sollte robuster sein. Nur stellten sich nach der Herstellung ein paar "Denkfehler" im "stark verbesserten" Eingangsschutz heraus - wenn ich länger nachgedacht hätte, hätte ich es auch vorher merken können -, so dass das noch einmal überarbeitet werden musste.
Die 4. Version ist die obige Schaltung, also auf dem neusten Stand. Leiterplatten dieser Version sind erhältlich.
| Letzte Aktualisierung: 07. Februar 2021 | Fragen? Anregungen? Schreiben Sie mir eine E-Mail! | Uwe Beis |